保險絲的相關(guān)說明

1.正常工作電流在25℃條件下運行，保險絲的電流額定值通常要減少25%以避免有害熔斷。大多數(shù)傳統(tǒng)的保險絲其采用的材料具有較低的熔化溫度。因此，該種保險絲對環(huán)境溫度的變化比較敏感。例如一個電流額定值為10A的保險絲通常不推薦在25℃環(huán)境溫度下在大于7.5A的電流下運行。
2．電壓額定值保險絲的電壓額定值必須等于或大于有效的電路電壓。一般標準電壓額定值系列為32V、125V、250V、600V。
3．電阻保險絲的電阻在整個電路中并不重要。由于安培數(shù)小于1的保險絲電阻只有幾個歐姆，所以在低壓電路中采用保險絲時應(yīng)考慮這個問題。大部分的保險絲是用溫度系數(shù)為正的材料制造的，因此，就有冷電阻和熱電阻之分。
4．環(huán)境溫度保險絲的電流承載能力，其實驗是在25℃環(huán)境溫度條件下進行的，這種實驗受環(huán)境溫度變化的影響。環(huán)境溫度越高，保險絲的工作溫度就越高，其壽命也就越短。相反，在較低的溫度下運行會延長保險絲的壽命。
5．熔斷額定容量也稱為致斷容量。熔斷額定容量是保險絲在額定電壓下能夠確實熔斷的最大許可電流。短路時，保險絲中會多次通過比正常工作電流大的瞬時過載電流。安全運行要求保險絲保持完整的狀態(tài)(無爆裂或斷裂)并消除短路。

智能
對于大多數(shù)采用電感的非同步整流升壓型開關(guān)變換器，其輸入和輸出之間都存在一條直流通路，如圖1所示。該通路的存在會造成兩種不良后果：其一，一旦輸出短路或嚴重過載時間超出幾百毫秒將導(dǎo)致二極管（通常為肖特基二極管）過熱損壞；其二，當由于某種原因，比如人為關(guān)閉，使開關(guān)振蕩電路停止工作，負載端仍然有電壓存在，只是比輸入端低一個二極管的管壓降而已，這時輸出仍會消耗能量。除此之外，如果該殘存電壓低于負載穩(wěn)態(tài)工作電壓范圍，將使電路處于不確定狀態(tài)。
對于輸出電流相對較小的應(yīng)用場合（小于5A），利用單片電流模式控制器和高端電流取樣技術(shù)，上述兩個問題都可以很好地解決。在這些電路中，二極管被一同步整流開關(guān)三極管取代，因此通過關(guān)閉內(nèi)部開關(guān)三極管就可把輸入輸出通路截斷，這樣一來，負載端對輸入端來說就呈高阻狀態(tài)，而這正是所希望的結(jié)果。在正常工作狀態(tài)，電路內(nèi)部的高端取樣電阻對負載電流周期性地進行采樣，因此避免了因過流導(dǎo)致災(zāi)難性后果出現(xiàn)。因此，內(nèi)部過熱保護電路為變換器提供了安全工作區(qū)（SAO）。
其中MAX668是一個開關(guān)控制器，由它完成升壓功能。電流反饋型升壓控制器（MAX668）驅(qū)動低端邏輯電平N溝道增強型MOSFET，該開關(guān)管通過低端電流取樣電阻到地。高端開關(guān)是一肖特基二極管，選擇它主要是它具有低的正向?qū)▔航?。由圖可見，升壓變換器的拓撲基本結(jié)構(gòu)未被破壞。本應(yīng)用中，MAX668把3.3V電壓變?yōu)?V，負載電流可達3A。
其中P溝道增強型MOSFET——Q1是實現(xiàn)負載斷路的關(guān)鍵元件。當MAX668在關(guān)閉模式時，二極管D1仍然導(dǎo)通，使得MAX810L的電源端的電壓為3.3V減去二極管D1的管壓降。由于MAX810L的復(fù)位門檻電平為4.65V，因此其RESET端輸出為高電平，迫使Q1關(guān)斷，從而使負載與輸入電源斷開。MAX668通過外部反饋電阻網(wǎng)絡(luò)設(shè)定5V輸出電壓。當輸出電壓超MAX810L的復(fù)位門檻電平時，其內(nèi)部單穩(wěn)電路開始工作并延時約240ms。之后，MAX810L的輸出變低，使Q1導(dǎo)通。
Q1導(dǎo)通之后，MAX810L一直監(jiān)測輸出電壓以確定輸出是否過流。過載將會導(dǎo)致輸出電壓下降，當它低于MAX810L門檻電平時，MAX810L的輸出經(jīng)過20μs的延遲后由高變低，從而關(guān)斷Q1并使負載斷開。由于MAX668的升壓作用，MAX810電源端電壓又會高于其門檻電平，240ms的復(fù)位延遲時間后，MAX810L輸出再次由高變低，開通Q1并自動再次連通負載。上述過程會一直周期性重復(fù)下去，除非移去多余負載或?qū)AX668關(guān)閉使其停止工作。因此MAX810L和開關(guān)Q1一起構(gòu)成了一個固態(tài)開關(guān)（電子保險絲）。

MAX810L（微功耗器件）具有非平衡推挽輸出級。當對外輸出電流時，它等效于一個6kΩ電阻；當從外汲取電流時，它等效于一個125Ω的電阻。當導(dǎo)通或關(guān)斷Q1時，由于MAX810L的電阻阻止了Q1的密勒電容和柵源電容快速充放電，因此使開關(guān)瞬態(tài)過程得以減慢。假定Q1總的等效電容為5000pF時，則MAX810汲取電流時（等效于125Ω電阻）大電流三極管的RC電路的時間常數(shù)約為0.6μs。整個導(dǎo)通過程電壓瞬態(tài)響應(yīng)時間大約為10RC=6μs。完全關(guān)斷同樣開關(guān)Q1的時間大約是完全導(dǎo)通時間的48倍。
當外部負載或C2在啟動瞬間要汲取較大電流時，快速導(dǎo)通Q1可能使MAX810輸入電壓低于其復(fù)位門檻電壓從而導(dǎo)致復(fù)位出現(xiàn)，因此在圖2基礎(chǔ)上再增加一RC網(wǎng)絡(luò)以減緩其開通過程，合適地選擇R、C可使負載連接過程延續(xù)到幾個MAX668開關(guān)工作周期，使MAX668的輸出電壓一直高于MAX810的復(fù)位門檻電壓。假如R、C使Q1的導(dǎo)通時間延長，同時也延長了關(guān)斷時間。因此需要在電阻上并聯(lián)一肖特基二極管，以加速當負載過載時關(guān)閉Q1的進程。
為了獲得增強型通道及較低的導(dǎo)通電阻，上述電路均需要采用邏輯電平控制的P溝道MOSFET，如果Q1的導(dǎo)通電阻值較大且在其兩端產(chǎn)生較大的壓降（特別是低輸出電壓應(yīng)用場合或負載離電源的距離較遠時），則應(yīng)該從Q1漏極端反饋電壓調(diào)節(jié)輸出。設(shè)計電路時，必須最小化寄生參數(shù)同時仔細考慮電路布局。利用一個SOT23封裝的低電壓模擬開關(guān)（MAX4544）可實現(xiàn)上述遠端調(diào)節(jié)，該開關(guān)受控于MAX810L的輸出，如圖4所示。
根據(jù)MAX4544產(chǎn)品參數(shù)，其最低工作電壓為2.7V。由于輸入電壓為3.3V，而肖特基的正向管壓降為0.3V，因此即使該升壓變換處于關(guān)閉模式，MAX4544（及MAX810）也處于工作狀態(tài)。此時，MAX810輸出高電平，MAX4544的公共端COM與其常開端NO（Q1的源極）相連。當MAX668使能時，與MAX4544公共端相連的電阻網(wǎng)絡(luò)為MAX668提供反饋電壓。由于5V電壓時MAX4544的導(dǎo)通電阻最大可達60Ω，因此為了得到最小輸出電壓誤差，反饋電阻的取值應(yīng)該很大。由于3V工作電壓時，MAX4544的導(dǎo)通電阻僅為120Ω，因此開關(guān)MAX4544引入的誤差電壓很小，即使低輸出電壓也是如此。
當使能升壓變換器，且其輸出電壓超過MAX810的復(fù)位門檻電平并經(jīng)過復(fù)位延遲后，MAX810的輸出將由高變低，使Q1導(dǎo)通，連通負載。同時，MAX810輸出的低電平使MAX4544的COM端與NC端（常閉端）接通，使得反饋電阻由Q1的源極切換至Q1的漏極，從而允許從遠離變換器的負載端對輸出電壓進行調(diào)節(jié)。
上述MAX4544的開關(guān)過程也把MAX810的輸入端從Q1的源極切換到Q1的漏極，這樣一來，MAX810可以用來監(jiān)測負載是否過載。

高壓保險
高壓熔絲在高壓電塔與電線桿上，經(jīng)常使用兼具啟斷開關(guān)功能的熔絲鏈開關(guān) (Fuse Cutout)，作為輸配電系統(tǒng)的過電流或短路保護。